Как да проектираме Flyback Converter - изчерпателен урок

Обратната конфигурация е предпочитаната топология при проектирането на SMPS приложения, главно защото гарантира пълна изолация на изходния постоянен ток от входящата мрежова променлива. Други характеристики включват ниски производствени разходи, по-опростен дизайн и несложно изпълнение. Версията на DC модула с нисък ток на преобразуватели, които включват спецификация на мощността по-ниска от 50 вата, се използват по-широко от по-големите аналози с висок ток.

Нека научим подробностите с изчерпателно обяснение чрез следните параграфи:

Изчерпателно ръководство за проектиране на офлайн конвертор с фиксирана честота DCM Flyback

Flyback режими на работа: DCM и CCM

По-долу виждаме фундаменталния схематичен дизайн на преобразувател с обратна връзка. Основните секции в този дизайн са трансформаторът, превключващата мощност MOSFET Q1 от първичната страна, мостовият токоизправител от вторичната страна D1, a филтър кондензатор за изглаждане изходът от D1 и степен на PWM контролер, която може да бъде схема, управлявана от IC.

Този тип обратна конструкция може да има CCM (режим на непрекъсната проводимост) или DCM (режим на прекъсната проводимост), базиран на начина на конфигуриране на мощността MOSFET T1.

По принцип в DCM режим имаме цялата електрическа енергия, съхранявана в първичния трансформатор, прехвърлена през вторичната страна всеки път, когато MOSFET се изключи по време на циклите му на превключване (наричан още период на връщане), което води до първичен страничен ток, достигащ нулев потенциал преди T1 да е в състояние да се включи отново в следващия си цикъл на превключване.

В режим CCM електрическата енергия, съхранявана в първичната, не получава възможност да бъде напълно прехвърлена или индуцирана през вторичната.

Това е така, защото всеки от следващите превключващи импулси от ШИМ контролера включва T1, преди трансформаторът да е прехвърлил пълната си съхранена енергия към товара. Това предполага, че токът на обратния ток (ILPK и ISEC) никога не може да достигне нулевия потенциал по време на всеки от превключващите цикли.

Можем да станем свидетели на разликата между двата режима на работа в следващата диаграма чрез текущите модели на форма на вълната в първичната и вторичната секция на трансформатора.

И двата режима DCM и CCM имат своите специфични предимства, които могат да бъдат научени от следната таблица:

В сравнение с CCM, схемата в режим DCM изисква по-високи нива на пиков ток, за да се осигури оптимална мощност през вторичната страна на трансформатора. Това от своя страна изисква първичната страна да бъде номинирана при по-висок средно-среден ток, което означава, че MOSFET трябва да бъде номиниран при посочения по-висок диапазон.

В случаите, когато дизайнът трябва да бъде изграден с ограничен обхват на входящия ток и компоненти, обикновено се избира извличане в режим CCM, което позволява на конструкцията да използва относително по-малък филтриращ кондензатор и по-ниски загуби на проводимост на MOSFET и трансформатора).

CCM става благоприятен за условия, при които входното напрежение е по-ниско, докато токът е по-висок (над 6 ампера), конструкции, които могат да бъдат оценени да работят с над 50 ватова мощност , с изключение на изходи при 5V, при които характеристиките на мощността могат да бъдат по-ниски от 50 вата.

Изображението по-горе показва текущата реакция от първичната страна на режимите на връщане и съответната връзка между техните триъгълни и трапецовидни форми на вълната.

IA на триъгълната форма на вълната показва минималната точка на инициализация, която може да се разглежда като нула, в началото на периода на включване на MOSFET, както и по-високо ниво на ток, устойчиво в първичната намотка на трансформатор по време, докато MOSFET се включи отново, по време на CCM режим на работа.

IB може да се възприема като крайна точка на текущата величина, докато MOSFET превключвателят е включен (тон интервал).

Нормализираната стойност на тока IRMS може да се разглежда като функция на K фактора (IA / IB) над оста Y.

Това може да се използва като умножител, когато трябва да се изчислят резистивни загуби за различен брой форми на вълната по отношение на трапецовидната форма на вълната с плоска горна форма на вълната.

Това също така демонстрира допълнителните неизбежни загуби на постоянна постоянна проводимост на намотката на трансформатора и транзисторите или диодите като функция на токова форма на вълната. Използвайки тези съвети, дизайнерът ще може да предотврати 10 до 15% загуби на проводимост с такава добре изчислена конструкция на преобразувателя.

Разглеждането на горните критерии може да се превърне в изключително важно за приложенията, проектирани да се справят с високи RMS токове и изискващи оптимална ефективност като ключови характеристики.

Може да е възможно да се елиминират допълнителните загуби на мед, въпреки че това може да изисква огромни размер на ядрото за приспособяване на съществената по-голяма площ на навиващия се прозорец, за разлика от ситуации, когато само основните характеристики стават решаващи.

Както разбрахме досега, DCM режимът на работа позволява използването на по-малък трансформатор, притежава по-голяма преходна реакция и работи с минимални комутационни загуби.

Следователно този режим става силно препоръчителен за обратни вериги, определени за по-високи изходни напрежения с относително по-ниски амперни изисквания.

Въпреки че може да е възможно да се проектира преобразувател с обратна връзка, който да работи както с DCM, така и с режими CCM, трябва да се помни едно нещо, че по време на прехода от DCM в режим CCM тази функция за превключване се трансформира в двуполюсна операция, което води до ниско ниво импеданс на преобразувателя.

Тази ситуация прави изключително важно включването на допълнителни стратегии за проектиране, включително различни контури (обратна връзка) и компенсация на наклон по отношение на вътрешната токова система. На практика това означава, че трябва да се уверим, че преобразувателят е проектиран предимно за режим CCM, но все пак е в състояние да работи с режим DCM, когато на изхода се използват по-леки товари.

Може да е интересно да се знае, че с помощта на усъвършенствани модели трансформатори може да стане възможно да се подобри CCM преобразувател чрез по-чисто и по-леко регулиране на натоварването, както и високо кръстосано регулиране в широк диапазон на натоварване чрез стъпаловиден трансформатор.

В такива случаи се налага малка междина на сърцевината чрез вмъкване на външен елемент като изолационна лента или хартия, за да се предизвика първоначално висока индуктивност и също така да се даде възможност за работа на CCM с по-леки товари. Ще обсъдим това подробно друг път следващите ми статии.

Притежавайки толкова гъвкави характеристики на DCM режима, не е изненада, че това се превръща в популярен избор, когато се изисква безпроблемно, ефективно и с ниска мощност SMPS.

По-нататък ще научим стъпка по стъпка инструкции относно това как да проектираме преобразувател на обратен връщане в режим DCM.

Уравнения за дизайн на DCM Flyback и изисквания за последователни решения

Етап 1:
Оценете и оценете вашите дизайнерски изисквания. всичко SMPS дизайн трябва да започне с оценка и определяне на спецификациите на системата. Ще трябва да дефинирате и разпределите следните параметри:

Знаем, че параметърът на ефективност е най-важният, който трябва да бъде решен първо, най-лесният начин да се постигне е да се постави цел от около 75% до 80%, дори ако вашият дизайн е с ниска цена. Честотата на превключване, обозначена като

Fsw обикновено трябва да бъде компрометиран, като същевременно се постигне най-доброто от размера на трансформатора и загубите, причинени от превключването и EMI. Което предполага, че може да се наложи да се вземе решение за честота на превключване най-малко под 150kHz. Обикновено това може да бъде избрано между 50kHz и 100kHz диапазон.

Освен това, в случай че за проектирането се изисква да бъдат включени повече от един изход, максималната стойност на мощността Pout ще трябва да бъде коригирана като комбинирана стойност на двата изхода.

Може да ви бъде интересно да знаете, че доскоро най-популярните конвенционални SMPS проекти, използвани за MOSFET и ШИМ превключващ контролер като два различни изолирани етапа, интегрирани заедно в печатни платки, но в днешно време в съвременните SMPS модули тези два етапа могат да бъдат намерени вградени в един пакет и произведени като единични интегрални схеми.

Основно параметрите, които обикновено се вземат предвид при проектирането на преобразувател SMPS конвертор, са 1) Приложението или спецификациите на товара, 2) Разходи 3) Захранване в режим на готовност и 4) Допълнителни защитни функции.

Когато се използват вградени интегрални схеми, обикновено нещата стават много по-лесни, тъй като се изисква само трансформаторът и няколко външни пасивни компонента да бъдат изчислени за проектиране на оптимален преобразувател на обратна връзка.

Нека да влезем в детайлите по отношение на включените изчисления за проектиране на неподходящ SMPS.

Изчисляване на входния кондензатор Cin и диапазона на входното постояннотоково напрежение

В зависимост от спецификациите за входно напрежение и мощност, стандартното правило за избор на Cin, което се нарича още кондензатор с постоянен ток, може да се научи от следните обяснения:

За да се осигури широк обхват на работа, може да бъде избрана стойност 2uF на ват или по-висока стойност за кондензатор с постоянен ток, което ще ви позволи да имате добър диапазон на качество за този компонент.

След това може да се наложи да се определи минималното входно напрежение за постоянен ток, което може да се получи чрез решаване:

Където разрядът се превръща в коефициент на запълване на кондензатора с постоянен ток, който може да бъде приблизително около 0,2

На фигурата по-горе можем да визуализираме напрежението на кондензатора на постояннотоковата връзка. Както е показано, входното напрежение възниква по време на максимална изходна мощност и минимално входно напрежение на променливотоково напрежение, докато максималното напрежение на постояннотоковото напрежение възниква по време на минимална входна мощност (липса на товар) и по време на максимално входно променливо напрежение.

По време на състояние на натоварване можем да видим максимално постояннотоково входно напрежение, по време на което кондензаторът се зарежда на пиковото ниво на променливото входно напрежение и тези стойности могат да бъдат изразени със следното уравнение:

Стъпка 3:

Оценка на индуцираното от Flyback напрежение VR и максималното напрежение на напрежението на MOSFET VDS. Индуцираното от Flyback напрежение VR може да се разбира като напрежение, индуцирано през първичната страна на трансформатора, когато MOSFET Q1 е в изключено състояние.

Горната функция от своя страна влияе на максималния VDS рейтинг на MOSFET, който може да бъде потвърден и идентифициран чрез решаване на следното уравнение:

Където Vspike е скокът на напрежението, генериран поради индуктивност на изтичане на трансформатора.

Като начало може да се вземе 30% Vspike от VDSmax.

Следващият списък ни казва колко отразено напрежение или индуцирано напрежение може да се препоръча за 650V до 800V MOSFET с номинална стойност и начална стойност VR по-ниска от 100V за очакван обширен диапазон на входното напрежение.

Изборът на правилния VR може да бъде изгодна сделка между нивото на напрежение на напрежението върху вторичния токоизправител и спецификациите на основния страничен MOSFET.

Ако VR е избрана много висока чрез повишено съотношение на завъртане, би довело до по-голям VDSmax, но по-ниско ниво на напрежение на напрежението на вторичния страничен диод.

И ако VR е избрано твърде малко чрез по-малко съотношение на завъртане, би причинило VDSmax да бъде по-малко, но би довело до увеличаване на нивото на напрежение на вторичния диод.

По-големият VDSmax на първичната страна би осигурил не само по-ниско ниво на напрежение на вторичния диод и намаляване на първичния ток, но също така ще позволи да бъде реализиран рентабилен дизайн.

Flyback с DCM режим

Как да изчислим Dmax в зависимост от Vreflected и Vinmin

Максимален работен цикъл може да се очаква в случаи на VDCmin. За тази ситуация можем да проектираме трансформатора по праговете на DCM и CCM. В този случай работният цикъл може да бъде представен като:

Стъпка 4:

Как да изчислим първичния индуктивен ток

В тази стъпка ще изчислим първична индуктивност и първичен пиков ток.

Следните формули могат да се използват за идентифициране на първичен пиков ток:

След като се постигне горното, можем да продължим и да изчислим първичната индуктивност, използвайки следната формула, в границите на максималния работен цикъл.

Трябва да се внимава по отношение на обратния ход, той не трябва да влиза в режим CCM поради някаква форма на прекомерни условия на натоварване и за тази максимална мощност трябва да се има предвид при изчисляване на Poutmax в уравнение # 5. Споменатото състояние може да възникне и в случай, че индуктивността се увеличи над стойността на Lprimax, така че вземете ги под внимание.

Стъпка 5 :

Как да изберем оптимален клас и размер на ядрото:

Може да изглежда доста смущаващо, докато избирате правилната спецификация и структура на ядрото, ако за първи път проектирате обратна връзка. Тъй като това може да включва значителен брой фактори и променливи, които да бъдат взети предвид. Няколко от тях, които могат да бъдат от решаващо значение, са геометрията на сърцевината (напр. EE сърцевина / RM сърцевина / PQ сърцевина и т.н.), размерът на сърцевината (например EE19, RM8 PQ20 и т.н.) и материалът на сърцевината (например 3C96. TP4, 3F3 и т.н.).

Ако не сте наясно как да продължите с горните спецификации, ефективен начин за противодействие на този проблем може да бъде препращането към стандартно ръководство за избор на ядро от производителя на ядрото, или можете също да помогнете на следната таблица, която приблизително ви дава стандартните размери на ядрото, докато проектирате обратна връзка от 65kHz DCM, по отношение на изходната мощност.

След като приключите с избора на размера на ядрото, е време да изберете правилната калерца, която може да бъде получена според листа с данни за ядрото. Допълнителни свойства на калерчето, като брой щифтове, монтиране на печатни платки или SMD, хоризонтално или вертикално позициониране, всичко това също може да се наложи да се разглежда като предпочитан дизайн

Материалът на сърцевината също е от решаващо значение и трябва да бъде избран въз основа на честотата, плътността на магнитния поток и загубите в сърцевината.

Като начало можете да изпробвате варианти с името 3F3, 3C96 или TP4A, не забравяйте, че имената на наличния материал на сърцевината могат да бъдат различни за идентични видове в зависимост от конкретното производство.

Как да изчислим минималните първични завои или навиване

Където терминът Bmax означава работната максимална плътност на потока, Lpri ви казва за първичната индуктивност, Ipri се превръща в първичен пиков ток, докато Ae идентифицира площта на напречното сечение на избрания тип сърцевина.

Трябва да се помни, че Bmax никога не трябва да се оставя да надвишава плътността на наситения поток (Bsat), както е посочено в листа с данни на сърцевинния материал. Може да откриете леки отклонения в Bsat за феритни сърцевини в зависимост от спецификации като вид на материала и температура, но повечето от тях ще имат стойност близо до 400 mT.

Ако не намерите подробни референтни данни, можете да отидете с Bmax от 300mT. Въпреки че изборът на по-висок Bmax може да помогне за намаляване на броя на първичните завои и по-ниска проводимост, загубата на сърцевина може значително да се увеличи. Опитайте се да оптимизирате между стойностите на тези параметри, така че загубите в сърцевината и загубата на мед да се поддържат в приемливи граници.

Стъпка 6:

Как да се изчисли броят на завъртанията за основния вторичен изход (Ns) и различните спомагателни изходи (Naux)

За да определете вторичните завои първо трябва да намерим коефициента на завъртане (n), който може да бъде изчислен чрез следната формула:

Където Np е първичните завои, а Ns е вторичният брой завъртания, Vout означава изходното напрежение, а VD ни казва относно спада на напрежението на вторичния диод.

За изчисляване на оборотите на спомагателните изходи за желана стойност на Vcc може да се използва следната формула:

Допълнителна намотка става решаваща при всички преобразуватели на обратния ход за подаване на първоначалното захранване към управляващата интегрална схема. Този захранващ VCC обикновено се използва за захранване на превключващата интегрална схема на първичната страна и може да бъде фиксиран според стойността, дадена в листа с данни на IC. Ако изчислението дава нецелочислена стойност, просто я закръглете, като използвате горната целочислена стойност точно над това нецело число.

Как да изчислим размера на проводника за избраната изходна намотка

За да изчислим правилно размерите на проводниците за няколко намотки, първо трябва да разберем RMS текущата спецификация за отделната намотка.

Може да се направи със следните формули:

Като начална точка може да се използва плътност на тока от 150 до 400 кръгови мили на ампер за определяне на габарита на проводника. Следващата таблица показва справка за избор на подходящ габарит на проводника, използвайки 200M / A, според текущата стойност на RMS. Той също така ви показва диаметъра на проводника и основната изолация за различни габарити от супер емайлирани медни проводници.

Стъпка 8:

Като се има предвид конструкцията на трансформатора и итерацията на дизайна на намотката

След като приключите с определянето на обсъдените по-горе параметри на трансформатора, е от решаващо значение да се оцени как да се напасне размерът на проводника и броят на завъртанията в рамките на изчисления размер на сърцевината на трансформатора и определената калерца. За да се постигне това право оптимално, може да са необходими няколко повторения или експерименти за оптимизиране на спецификацията на сърцевината по отношение на габарита на телта и броя на завъртанията.

Следващата фигура показва областта на навиване за дадена EE ядро . По отношение на изчислената дебелина на проводника и броя на завъртанията за отделната намотка, може да е възможно приблизително да се прецени дали намотката ще отговаря на наличната площ на намотката (w и h) или не. Ако намотката не побира, тогава един от параметрите от броя на завоите, габарита на проводника или размера на сърцевината или повече от 1 параметър може да изисква фина настройка, докато намотката не се впише оптимално.

Разположението на намотката е от решаващо значение, тъй като работните характеристики и надеждността на трансформатора значително зависят от него. Препоръчва се да се използва сандвич оформление или конструкция за намотката, за да се ограничи изтичането на индуктивност, както е показано на фиг.

Също така, за да задоволи и да се съобрази с международните правила за безопасност, дизайнът трябва да има достатъчен обхват на изолация през първичния и вторичния слой на намотката. Това може да бъде гарантирано чрез използване на намотана структура или чрез използване на вторичен проводник с тройно изолиран номинален проводник, както е показано на следващата съответна фигура

Използването на тройно изолирана жица за вторичната намотка става по-лесният вариант за бързо утвърждаване на международните закони за безопасност, отнасящи се до дизайна на SMPS с обратна връзка. Такива подсилени проводници обаче могат да имат малко по-висока дебелина в сравнение с нормалния вариант, принуждаващ намотката да заема повече място, и може да изискват допълнителни усилия за настаняване в рамките на избраната калерца.

Стъпка 9

Как да проектирам първичната верига на скобата

В последователността на превключване, за периодите на изключване на MOSFET, през изтичането / източника на MOSFET се подлага пик с високо напрежение под формата на индукция на изтичане, което може да доведе до срив на лавина, което в крайна сметка ще повреди MOSFET.

За да се противодейства на това, закрепващата верига обикновено е конфигурирана през първичната намотка, която незабавно ограничава генерирания скок до някаква безопасна по-ниска стойност.

Ще намерите няколко дизайна на затягащи вериги, които могат да бъдат включени за тази цел, както е показано на следващата фигура.

Това са именно RCD скоба и Diode / Zener скоба, където последната е много по-лесна за конфигуриране и внедряване от първата опция. В тази схема на затягане ние използваме комбинация от токоизправител диод и ценеров диод с високо напрежение като TVS (преходен супресор на напрежението) за затягане на скока.

Функцията на Ценеров диод е ефективно да закачи или ограничи скока на напрежението, докато напрежението на изтичане бъде напълно шунтирано през ценеровия диод. Предимството на диодната Zener скоба е, че веригата се активира и захваща само когато комбинираната стойност на VR и Vspike надвишава характеристиките на разбивка на ценеровия диод и обратно, стига скокът да е под ценеровия пробив или безопасно ниво, скобата може изобщо да не се задейства, като не позволява ненужно разсейване на мощността.

Как да изберем рейтинг на затягащ диод / ценер

Винаги трябва да е два пъти стойността на отразеното напрежение VR или предполагаемото напрежение на пика.
Изправителният диод трябва да бъде с ултрабързо възстановяване или тип диод на Schottky с номинална стойност, по-висока от максималното напрежение на постояннотоковата връзка.

Алтернативният вариант на RCD тип затягане има недостатъка да забави dv / dt на MOSFET. Тук параметърът на съпротивлението на резистора става решаващ, като същевременно ограничава скока на напрежението. Ако е избрана Rclamp с ниска стойност, това би подобрило защитата от шипове, но може да увеличи разсейването и загубата на енергия. И обратно, ако е избрана Rclamp с по-висока стойност, това би помогнало за минимизиране на разсейването, но може да не е толкова ефективно при потискане на шиповете .

Позовавайки се на фигурата по-горе, за да се гарантира VR = Vspike, може да се използва следната формула

Където Lleak означава индуктивността на трансформатора и може да се намери чрез късо съединение през вторичната намотка, или алтернативно, може да се включи стойност на правилото чрез прилагане на 2 до 4% от стойността на първичната индуктивност.

В този случай кондензаторът Cclamp трябва да бъде значително по-голям, за да възпрепятства повишаването на напрежението по време на периода на абсорбиране на изтичащата енергия.

Стойността на Cclamp може да бъде избрана между 100pF до 4.7nF, енергията, съхранявана вътре в този кондензатор, ще бъде разредена и освежена от Rclamp бързо по време на превключващия цикъл на eacj.

Step10

Как да изберем изходен токоизправител диод

Това може да се изчисли, като се използва формулата, показана по-горе.

Уверете се, че сте избрали спецификациите, така че максималното обратно напрежение или VRRM на диода да е не по-малко от 30% от VRVdiode, а също така да се уверите, че IF или лавината на предния ток е с минимум 50% по-голяма от IsecRMS. За предпочитане изберете диод на Шотки, за да минимизирате загубите на проводимост.

С DCM верига пиковият ток на Flyback може да е висок, затова опитайте да изберете диод с по-ниско напрежение напред и относително по-високи характеристики на тока по отношение на желаното ниво на ефективност.

Стъпка 11

Как да изберем стойността на изходния кондензатор

Избиране на a правилно изчислен изходен кондензатор докато проектирането на обратна връзка може да бъде изключително важно, тъй като в топологията на обратния полет запазената индуктивна енергия не е налична между диода и кондензатора, което означава, че стойността на кондензатора трябва да бъде изчислена, като се вземат предвид 3 важни критерия:

1) Капацитет
2) ESR
3) RMS ток

Минималната възможна стойност може да бъде идентифицирана в зависимост от функцията на максимално допустимото пиково до пиково напрежение на пулсации и може да бъде идентифицирана чрез ghe следната формула:

Където Ncp означава броя на първичните импулси на тактовата честота, необходими от обратната връзка на контрола за контролиране на митото от посочените максимални и минимални стойности. Това обикновено може да изисква около 10 до 20 цикъла на превключване.
Iout се отнася до максималния изходен ток (Iout = Poutmax / Vout).

За да идентифицирате максималната RMS стойност за изходния кондензатор, използвайте следната формула:

За определена висока честота на превключване на обратния ход, максималният пиков ток от вторичната страна на трансформатора ще генерира съответно високо пулсационно напрежение, наложено през еквивалентния ESR на изходния кондензатор. Като се има предвид това, трябва да се гарантира, че ESRmax рейтингът на кондензатора не надвишава определената приемлива способност на пулсации на кондензатора.

Окончателният дизайн може фундаментално да включва желаното напрежение и способността за пулсации на кондензатора въз основа на действителното съотношение на избраното изходно напрежение и тока на обратния изход.

Уверете се, че ESR стойност се определя от листа с данни на базата на честотата по-висока от 1kHz, за която обикновено може да се приеме, че е между 10kHz и 100kHz.

Би било интересно да се отбележи, че единичен кондензатор с ниски характеристики на ESR може да е достатъчен, за да контролира изходната пулсация. Можете да опитате да включите малък LC филтър за по-високи пикови токове, особено ако обратната връзка е проектирана да работи в режим DCM, който може да гарантира разумно добър контрол на пулсациите на изхода.

Стъпка 12

Допълнителни важни съображения:

A) Как да изберем номинално напрежение и ток за основния мостов токоизправител.

Това може да се направи чрез горното уравнение.

В тази формула PF означава фактор на мощността от захранването, можем да приложим 0,5, в случай че правилната референция стане недостъпна. За мостовия токоизправител изберете диодите или модула, който има усилвател напред 2 пъти повече от IACRMS. За номинално напрежение той може да бъде избран при 600V за максимална спецификация на входното напрежение 400V.

Б) Как да изберем настоящия сензорен резистор (Rsense):

Може да се изчисли със следното уравнение. Сензорният резистор Rsense е вграден, за да интерпретира максималната мощност на изхода на обратната връзка. Стойността на Vcsth може да бъде определена чрез препратка към листа с данни на IC на контролера, Ip (max) означава първичния ток.

В) Избор на VCC на кондензатора:

Оптимално стойност на капацитета е от решаващо значение за входния кондензатор да осигури подходящ период на стартиране. Обикновено всяка стойност между 22uF до 47uF върши добре работата. Ако обаче е избрано много по-ниско, това може да доведе до задействане на „блокиране под напрежение“ на IC на контролера, преди Vcc да може да се развие от преобразувателя. Напротив, по-голямата стойност на капацитета може да доведе до нежелано забавяне на времето за стартиране на преобразувателя.

Освен това се уверете, че този кондензатор е с най-добро качество, има много добри ESR и пулсации на ток, наравно с изхода спецификации на кондензатора . Силно се препоръчва да свържете друг кондензатор с по-малка стойност от порядъка на 100 nF, успоредно на гореспоменатия кондензатор, и възможно най-близо до Vcc / заземяващите изводи на IC на контролера.

Г) Конфигуриране на контура за обратна връзка:

Компенсацията на обратната връзка става важна за спиране на генерирането на трептене. Конфигурирането на компенсация на контура може да бъде по-просто за обратна връзка в режим DCM, отколкото CCM, поради липсата на „нула в дясната половина равнина“ в степента на захранване и по този начин не се изисква компенсация.

Както е посочено на горната фигура, ясен RC (Rcomp, Ccomp) в повечето случаи става достатъчно, за да поддържа добра стабилност в цикъла. Като цяло стойността на Rcomp може да бъде избрана между 1K и 20K, докато Ccomp може да бъде в диапазона от 100nF и 470pF.

С това приключваме нашата сложна дискусия за това как да проектираме и изчислим конвертор за обратен ход, ако имате някакви предложения или въпроси, можете да ги изложите в следващото поле за коментари, на вашите въпроси ще се отговори възможно най-скоро.

Учтивост: Infineon